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本文设计了一种基于TNY279 的大功率LED驱动电源电路，分析了其工作原理和设计方法，反馈环节采用恒压恒流双环的设计，保证输出电压和输出电流的恒定，同时在开环故障下能够自动关闭，保护负载，有效的减少了对LED 光源的损害，提高LED 的使用寿命。同时转换效率也在83%以上，并满足国际标准中对谐波含量的要求。经验证电路能够输出预期的效果。

LED光源作为一种新型绿色光源，由于其具有耗电量低、寿命长、反应速度快、高效节能等优点，已被越来越广泛的应用。在同样亮度下，LED 光源耗电量仅为普通白炽灯的十分之一，而寿命却可以延长100 倍。但其寿命很大程度上决定于驱动电源，因此一种可靠的、转换效率高的、寿命长的LED 驱动电源对于LED 光源至关重要。

下文一种LED 光源驱动电路，介绍了设计原理和方法，采用电压和电流双环反馈，能够输出恒定的电压和电流，并且具有开环保护负载的功能，能有效提高LED 光源的使用寿命。

1 芯片介绍

本设计采用TNY279 电源芯片作为开关电源的控制芯片，TNY279 电源芯片在一个器件上集成了一个700V 高压MOSFET 开关和一个电源控制器，与普通的PWM 控制器不同，它使用简单的开/关控制方式来稳定输出电压。控制器括一个振荡器、使能电路、限流状态调节器、5.8V 稳压器、欠电压即过电压电路、限流选择电路、过热保护、电流限流保护、前沿消隐电路。该芯片具有自动重启、自动调整开关周期导通时间及频率抖动等功能。

2 电路的工作原理分析

电源的核心部分采用反激式变换器，结构简单，易于实现。整体设计电路图如图1。

2.1 输入整流滤波电路

考虑到成本、体积等因素，改善谐波采用无源功率因数校正电路，主要是通过改善输入整流滤波电容的导通角方式来实现。具体方法是在交流进线端和整流桥之间串联电感，如图1 所示C1、C2、L1、L2 组成一个π 型电磁干扰滤波器，并使用填谷电路填平电路，减小总谐波失真。填谷电路由D1、D2、、D3、C3、C4、R3 组成，限制50Hz 交流电流的3 次谐波和5 次谐波。

经整流及滤波的直流输入电压被加到T1 的初级绕组上。U1(TNY279)中集成的MOSFET 驱动变压器初级的另一侧。二极管D4、C5、R6 组成钳位电路，将漏极的漏感关断电压尖峰控制在安全值范围以内。齐纳二极管箝位及并联RC 的结合使用不但优化了EMI，而且更有效率。

2.2 高频变压器设计

TNY279 完全可以自供电的，但是使用偏置绕组，可以实现输出过压保护，在反馈出现开环故障时能够保护负载，有效地减少对LED 光源的产生的损害，在本设计中采用偏置绕组，如图1，同时可由更低的偏置电压向芯片供电，抑制了内部高压电流源供电，在空载时功耗可降低到40MW 以下。Y 电容可降低电磁干扰。

2.3 反馈电路设计

次级采用恒流恒压双环控制。NCS1002 是一款恒流恒压次级端控制器。如图2 所示，它的内部集成了一个2.5V 的基准和两个高精度的运放。

图2 NCS1002 芯片内部结构

电压基准和运放1 是电压控制环路的核心。运放2 则是一个独立运放，用于电流控制。在本设计中，电压控制环路用于保证输出电压的稳定，电流反馈控制环路检测LED 平均电流，即电路中R17 上的电流，将其转换成电压和2.5V基准比较，并将误差反馈到TNY279 中来调整导通。

具体的工作原理是：NCS1002 调节输出的电压值，当输出电压超过设定电压值时，电流流向光耦LED，从而下拉光耦中晶体管的电流。当电流超过TNY279 的使能引脚的阈值电流时，将抑制下一个周期，当下降的电压小于反馈阈值时，会使能一个开关周期，通过调节使能周期的数量，对输出电压进行调节，同样，当通过检测到R16上的电流即输出电流大于设定的值时，电流通过另一个二极管下拉光耦LED 中晶体管的电流，达到抑制TNY279 的下一个周期的目的，当输出电流小于设定电流时会使能一个开关周期，通过这样的反馈调节机制，能使得输出的电压和电流都处于稳定的状态。

当反馈电路出现故障时，即在开环故障时，偏置电压超过D9 与旁路/多功能引脚电压时，电流流向BP/M 引脚。当此电流超过ISD(关断电流)时TNY279 的内部锁存关断电路将被激活，从而保护负载。由于使用了偏置绕组将电流送入BP/M引脚，抑制了内部高电压电流源，这样的连接方式将265VAC 输入时的空载功耗降低到40MW有效的降低功耗。

3 电路的参数

3.1 输入输出参数

输入电压(AC)： 85～265 V

频率：50Hz

输出电压： 12V

输出电流：1.67A

输出功率：20W

3.2 变压器参数计算

在 低电网电压为85V 时， 小的直流输入电压V MIN ，可通过下式计算：

式中，ACMIN ，PK V 是 小输入电压的峰值，W IN 是电容的放电能量，其中：

放电能量IN W 等于需要的峰值输出功率OPK P 和放电时间/ 2tLT的乘积：

式中， c t 为整流二极管的导通时间，假设为3 ms，L T 为20 ms，η 为转换效率。计算得IN V 大约为88 V。

在设计变压器时，考虑到开关电源在整个范围内其磁通是不连续的。在 小输入电压时的 大占空比为 DMAX = 0.5。

初级感应电动势R V 是通过初级线圈的次级电压的感应值，可以由下式计算：

VDS可以忽略，则VR=88V。

初级电流的 大峰值PKMAX I 和 大输出功率POMAX 成正比：

可计算得IPKMAX =1.16A。

初级电感L1的计算。初级电感可以由回扫变压器的能量方程确定：

开关频率大约132 kHz，所以计算得L1 = 891μH。

在不连续模式下，磁芯 大磁通密度通常受磁芯损耗的限制，为了使磁芯损耗保持在可接受的范围内，对于本设计采用EF25 的磁芯，选择BMAX= 0.4 特斯拉来计算初级线圈的匝数N1。

式中， MIN A 是磁芯的 小横截面积。对于EF25，AMIN = 52.5 mm2，N1 = 85。

同样根据设计要求计算得：

次级N2 = 8，采用两个并联绕组;偏置绕组N3 = 9，采用两个并联绕组。

3.3 变压器的绕制

初级绕组以引脚2 作为起始引脚，绕85 圈(x1 线)，在2 层中从左向右。 在第1 层结束时，继续从右向左绕下一层。在 后一层上，使绕组均匀分布在整个骨架上。 以引脚1 作为结束引脚，添加1 层胶带以进行绝缘。

偏置绕组以引脚4 作为起始引脚，绕9 圈(x 2线)。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。使绕组均匀分布在整个骨架上。 以引脚3 作为结束引脚，添加3 层胶带以进行绝缘。

次级绕组以引脚7 作为起始引脚，绕8 圈(x 2线)。 使绕组均匀分布在整个骨架上。沿与初级绕组相同的旋转方向进行绕制。以引脚6 作为结束引脚，添加2 层胶带以进行绝缘。

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